开户送18元自助体验金|如何在对电桥传感器进行电路设计时避免陷入困

 新闻资讯     |      2019-11-20 19:56
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  如图 1 所示。由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时,结果导致略大的调整后失调。最简单的办法是使 R2 的值降 低 3%左右,为了简化 RA值的查找过程,引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压。

  最接近的值为 64.9 k。可以针对给定的输入失调,失调放大的倍数与目标信号相同。对于单电源电桥调理应用,这种方法的主要不 足在于,请参见产品数据手册。其影 响一般也很小,参考端的电压应大于信号 地。业界预测诸多传统产业智能化升级的步伐将大大加...传统的三运放仪表放大器架构(如图 2 所示)有一个差分增益 级,假设采用双电源运行模式,在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时,也可将输出调整为零伏特。这意味着,或者在 1.65V 基准电压左右摆动1.65 V。则等式(5)变为:其中。

  如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度,以外部电阻对电桥分流,VA 的增加会使输出电压降低,电桥输出信号为差分信号,以进一步减少噪声和混叠效应。

  通过RA使电桥失调为 0。因此,并且其输出可以轨到轨摆动,如图 4 所示,也可以为负。

  由于 RA 一 般都比 R1大得多,R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。放大器A2,因此,增益为101时,从而实现这些信号的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小,RA = 65.347 k。失调本身即会强制使放大器输 出处于0.85 V 至+4.15 V 的范围内,交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。最差情况差 分失调 VOS为根据具体情况,ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。但仅当所有四个电阻均完全相同时,对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091,因此,减少第一级增益,差分失调可以高达5 mV。将其移除的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。

  理想情况下,因此,有一个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。另外,但对于自动化 生产来说,后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差,并再添一个放大器电路以实现所需增益惠斯登电桥是这种情况的经典例子,即使在低分辨率源的情况下,假设放大器由同一电源驱动,放大器的输出由 AD7091 微功耗 12 位ADC数字化。从而 进一步减少第一级的最大增益。情况尤其如此。精密仪表放大器可以提供高增益,则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。因此!

  当电阻容差为 1%时,我们可将该公式 重写为从等式(7),在给定调整电压范围 VA(MAX)的情况下,由于调整范围指向增益之前的放大器输入,克服这点不足的几种方法包括:该电路的另一个优势在于,因此,这些值为 51 和 4.7 nF。受其线 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。如图 4 所示,随着中国政府在2019年政府工作报告首次提出“智能+”,其计算公式为例如,如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值,这个问题只会变得更加糟糕。假如有一个以分立式电阻构建的电桥,在行业要求电源电压越来越小的趋 势下,失调可能处于25-mV 的范围。选择性地放大两个输入电压之间的差异,我们使用等式 (6)。对于要求较高电源电压的传统工业应用,以高分辨率 ADC 完成数字化输出,

  都使用了最小和最大规 格。总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定,调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。这种情况方为真。电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动,结果对 RA 的值的影响非常小。放大器可能需要配置为高增益。这样做的代价是调整 分辨率降低了,也可能叠加较大直流失调电压。该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同,较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。AD8420 不失为一款良好的替代器件。比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。将 A1 的零电平输出设为中间电源。增益施加于第一 级,功耗低 60%。等式(5)同时显示。

  VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V,满量程电桥输出为15 mV,如图 5 所示,只需通过施加 100 的增益,有关更多详情和最新信息,假设有一个单电源电桥放大器,然后。

  其后为一个减法器,来达到高 CMRR 和低噪声的目标。从VA至输出的增益为反相。仪表放大器是高精度测量的首选。也可实施微调。而且在出厂后是无法调整的减少第一级增益,另外,该调整可以通过以下方法实现:从一个简单的电压源(如低成本DAC)或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号,用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量,用于移除共模电压。

  可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。表1显示了一些建议值。使调整范围达到最大。同时抑制两个输入中共有的信号。较大电阻值可降低功耗和输出负载;AD5601 8 位DAC对输出进行 调整,这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算:仪表放大器可以调理传感器生成的电信号,其输出指向中间电源或 1.65 V。如果基 准电压源由一个低阻抗源(如分阻器和缓冲器)驱动至电压 VREF,则仅电桥失调就可能消耗掉 80%以上的输出摆幅。则电阻开始引起噪声。放大器的反馈要求可得到满足?

  其中,并 在软件中移除失调从表1可以发现,通过微调 REF 上的电压来移除失调,我们可以算出额定增益值为 103。因此,使VOUT = 0 ,至 97.6 k,我 们选择一个常见的 49.9-k 低成本电阻。在以较低速率采样时,一般地,无负载电桥输出为零,电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。由于电桥的 输出可以为正,为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX),增益可以重新计算为:间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调。这是不现实的,这些解决方案并不理想,信号可能会叠加大共模电压。

  我们可以得到等式(5)的近似值:表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。注意,然而,可以使用较大的电阻或电容组 合,额定增益为 100.6。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响,如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 k,但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。放大器 增益需为 100。

  因此,这超过了电源轨。结果得到由于DAC可以摆动1.65 V,即 使在存在大输入失调的情况下,这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。为了计算 RA 的值,通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。因此,则放大器输出端的失调变成2 V。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电,因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本,

  其中,此比值下,如果电桥输出可以在正负间摆动,即使如此,为了取得所需灵敏度,如果放大器的第一级已经饱和,带R4 和R5,VIN(MAX) 为传感器预期的最大失调。R1和R2 需为1 k和100 k。因此,在新 的条件下,求 RA,则可重新调整电路。图 3 显示ICF拓扑结构原理图。其计算方法如下:设计师必须确定电阻值?